Теоретичні відомості. В залежності від вигляду прохідної характеристики IC = f(UЗВ) уніполярного транзистора (УТ), схеми живлення затворного кола підсилювального каскаду різні

В залежності від вигляду прохідної характеристики I_C = f(U_ЗВ) уніполярного транзистора (УТ), схеми живлення затворного кола підсилювального каскаду різні. Якщо прохідна характеристика має вигляд, зображений на рис.1.1, а, що відповідає польовому транзистору з р-n переходом, то положення робочої точки (р.т.) задається схемою автоматичного зміщення (рис.1.2, а). При цьому U_ЗВ = U_З - U_В, падіння напруги U₃, що виникає на R_З, за рахунок дії струму І_З, можна вважати рівним нулю внаслідок малого І_З.

В такому випадку U_ЗВ = -U_В при U₃=0. В свою, чергу для наведеної схеми U_В = I_В R_В, a U_ЗВ = –I_В R_В. Цю схему використовують для встановлення положення робочої точки при незбіжності знаків напруг на затворі та стоці транзистора.

 

Для транзисторів з вмонтованим та індукованим каналом (рис. 1.1, б), використовують схему з подільником в затворному колі (рис. 1.2, б). В даному випадку U_ЗВ = U_З - U_В, але U_З = I_ПОД R2, де І_ПОД = Е ¤ (R1 + R2). Очевидно, що схема дозволяє забезпечити U_З > U_В.

 

Для МДН - транзистора з вмонтованим каналом, що працює в режимі збіднення (р.т. А₁), оптимальною буде перша схема, як схема з мінімальною кількістю елементів, яка також рекомендована для використання при положенні р.т. А_О, а друга - при р.т. А₂, А₃. Застосування другої схеми можливе лише у випадку коли знаки напруг в затворному та стоковому колах транзистора збігаються (р.т. А₂, А₃).

Зв’язок між підсилювальними каскадами виконується через конденсатор С_Р. Відомо, що для постійної складової С_Р забезпечує нескінченно великий опір. Значення ємності конденсатора С_Р вибирається так, щоб його опір був незначним порівняно з опором R3 (рис. 1.2, а). Конденсатор С_В, необхідний для фільтрування змінної напруги та усунення від’ємного зворотного зв’язку (ВЗЗ), послідовного за змінним струмом. Для усунення шунтуючої дії подільника R1, R2, в схемі зображений на рис. 1.2, б, в середню точку подільника під’єднують додатково резистор R₃. Живлення кола другого затвора виконується аналогічно першому, при цьому напруга Uз₂в = Uз₂ - Uв задається у відповідності до вимог для даного типу транзистора. Конденсатор С, під’єднаний до другого затвору, усуває зв’язок виходу підсилювального каскаду з входом через міжелектродні ємності транзистора.

Фільтр в стоковому колі необхідний для підвищення стійкості підсилювача до самозбудження. В багатокаскадному підсилювачі з спільним джерелом живлення через його внутрішній опір протікає сумарний струм усіх каскадів. Очевидно, що падіння напруги на опорі навантаження останнього каскаду найбільше, цей каскад має найбільшу амплітуду вихідного струму. Частина цієї напруги через коло живлення підсилювача може бути прикладеною до вхідних каскадів через опір джерела живлення.

Коефіцієнт підсилення підсилювального каскаду (ПК) в області середніх частот (СЧ) дорівнює

К₀ = R_∑ = SR_∑ ,

де m, S, R_i - відповідно статичний коефіцієнт підсилення, крутість та внутрішній опір польового транзистора;

R_S - паралельне з’єднання опорів R_H, R_i­, R_З.

З еквівалентної схеми і виразу для коефіцієнта підсилення за напругою К_О відомо, що в області СЧ коефіцієнт підсилення не залежить від частоти сигналу.

Залежність коефіцієнта підсилення К_О каскаду від зміни опору навантаження (або коефіцієнта навантаження a = R_H ¤R _i ) зображено на рис. 1.3, а.

Легко довести, що при R_H ® ¥ теоретично можна досягти значення К_О = m (рис. 1.3, а). Однак на практиці, в зв’язку із збільшенням R_H, одночасно зменшується значення постійної складової струму стоку Іс_О і напруги Uc_О , що призводить до зміщення р.т. каскаду.

Для малого R_H має місце динамічна характеристика 1 (амплітуда U_ВХ незмінна і дорівнює, наприклад, 0, 5 В), форма вихідної напруги (U_вих1) синусоїдальна (рис. 1.3, б).

При збільшенні R_H (динамічна характеристика 2) струм Іс_О і напруга Uc_O зменшується, вихідна напруга збільшується (U_вих2), що пояснює появу лінійної ділянки навантажувальної залежності К_О = f(R_H). Подальше збільшення R_H (динамічна характеристика 3) призводить до зміщення р.т. А в область насичення, зменшенню амплітуди вихідного сигналу, появі нелінійних спотворень (U_вих3), і зменшення значення К_О.

Амплітудно-частотна та фазочастотна характеристики каскада визначаються параметрами еквівалентної схеми підсилювача, зокрема сталими часу в областях низьких і високих частот (НЧ, ВЧ). Фазочастотна характеристика показана на рис. 1.4.

 

Рисунок 1.3- Характеристики підсилювального каскаду

Рисунок 1.4 – Фазочастотна характеристика

Оскільки в області СЧ коефіцієнт підсилення практично не залежить від частоти, фазовий зсув тут близький до нуля. Максимальне значення фазового зсуву в області низьких і високих частот не перевищує 90°.

Відмінністю біполярного транзистора (БТ) від УТ є залежність його параметрів і характеристик від температури і частоти. Температурна нестабільність БТ визначається зміною некерованого струму І_КБo, температурним зміщенням характеристик БТ.

Струми БТ зв’язанні співвідношенням

І_Е = І_К + І_Б, І_К = h_{21Б ­­}х І_Е + І_КБo.

Очевидно, що коле­кторний струм БТ змінюється при зміні h_21Б, І_Е або І_КБo.

Режим каскаду на БТ стабілізується схемою емітерної стабілізації (рис. 1.5, а).

При збільшенні температури зростає струм І_КБО, а також і струм І_К в р.т. Можна вважати, що І_Е» І_К, а це призводить до збільшення падіння напруги U_E на R_Е і, як наслідок, до зменшення U_БЕ, так як U_БЕ =U_Б - U_Е.

Стабільність опорної напруги U_Б забезпечується подільниками R_Б' і R_Б''. Резистори подільника вибрані таким чином, щоб І_ПОД > > І_Б. Тоді зміна струму бази І_Б практично не впливає на U_Б. Збільшення колекторного струму компенсується зменшенням напруги зміщення U_БЕ або, що є теж саме, струму бази І_Б і струму колектора І_К (рис.1.5, б).

 

Призначення інших елементів каскаду на БТ, а також принцип його роботи аналогічний каскаду на УТ.

Фазочастотна характеристика каскаду на БТ має такий же вигляд, що і для каскаду на УТ, але відрізняється значеннями фазового зсуву в області ВЧ, що пов’язано з комплексним значенням крутості БТ, і обумовлює значне запізнення вихідної напруги відносно вхідної (при нескінченному збільшенні частоти сигналу, фазове зміщення в БТ може досягати 180°).